【论文】如何设计宽带、高效的GaN RF 功率放大器

作者：J. Brunning and R. Rayit, SARAS Technology, Leeds, U.K.

“宽带、线性、高效输出回退模式射频功率放大器 (RFPA) 的设计方法强调了最大限度地减少设计不确定性的重要性。使用这种方法，通过首次设计可以实现建模和测量性能之间的出色一致性。”

对覆盖 1.5 至 2.8 GHz 频率范围的线性RFPA的需求正在推动在输出回退模式下运行的宽带、线性和高效 RFPA 的新设计方法。长期以来，提高功率放大器的效率一直是设计人员面临的挑战，部分原因是谐波负载阻抗控制不佳。在微波频率下测量波形的难度使得很难确定是否已实现最佳波形整形。当较低工作频率的谐波位于工作频带中时，宽带设计增加了挑战。不精确的设计技术会加剧这些固有的困难，导致多次耗时且昂贵的迭代。

在本文中，描述了使用 NI AWR 设计环境平台（特别是 Microwave Office 电路设计软件）的设计流程，以及用于在 RFPA 开启之前确定匹配网络的输入和输出阻抗的测量技术。提出了几种解决 PA 设计中固有问题的方法，目的是最大限度地减少不确定性并实现一次成功。

这种方法的有效性通过使用商用分立式 10 W GaN on SiC、封装的高电子迁移率晶体管来证明，该晶体管采用 0.25 µm 工艺（Qorvo 的 T2G6000528）和 20 mil RO4350B 印刷电路板制造。制造的 RFPA 在其工作带宽内实现了大于 40 dBm 的峰值功率和大于 54% 的峰值漏极效率。在回退模式下，当在 2.0 至 2.5 GHz 频率范围内使用 2.5 MHz、9.5 dB 峰均功率比 (PAPR) COFDM 信号驱动时，RFPA 可实现 30 dBc 的未校正线性度和 34% 或更高的漏极效率乐队。

RFPA 设计流程

设备选择

第一步从彻底的器件/技术选择过程开始，以确定最佳候选器件以满足一组特定的标准，然后再进行耗时的负载和源拉取和网络综合任务。根据声称的频率和功率，有几个候选者是可以接受的。除了 V ds、增益、工作频率和额定功率等更常见的特性外，还考虑了 C ds、C gs和变比等其他参数。

最佳负载阻抗提取

一旦选择了设备并获得了非线性模型，就可以确定最佳源阻抗和负载阻抗。实现最大功率、效率和增益所需的负载阻抗（或这些性能指标之间的可接受折衷）取决于频率，并且在宽带设计的工作带宽内变化很大。

图 1显示工作带宽上的功率（红色）和效率（蓝色）等值线的基频负载牵引分析。

为了确定正确的负载阻抗，在 Microwave Office 中执行了基频和谐波频率下的负载牵引绘图和波形工程（基于塑造晶体管电压和电流波形的电路设计技术）的组合。波形工程的使用依赖于通过设备平面的电流发生器访问内在的设备节点，而不是在封装参考平面。假设非线性器件模型提供了这些节点，波形工程方法可以直观地观察电压和电流摆幅、削波和放大器的操作类别。

对于此示例，负载牵引仿真在 V ds  = +28 V 和 I dq  = 90 mA 下在整个工作频带内运行，并提取了最佳功率和效率的阻抗，中频带结果如图1所示. 定义了基于 P max  -1 dB 和漏极效率 max (eff max ) -5% 之间的重叠的目标负载区域。显然，这个目标区域越大，匹配问题就越容易。在这种情况下，P max 发生在工作带宽上紧密排列的顺时针旋转轨迹上，这在宽带放大器的情况下很有帮助。由于 RFPA 的宽带特性以及在 不使用网络中的传输零点的情况下实现最佳谐波终端1的困难，负载牵引是在基频上执行的。2还执行了二次谐波的负载牵引，其中高效率区域标识为1  ，可以在网络合成中进行控制。

网络综合

窄带 RFPA 的优点是最佳负载阻抗在其工作带宽内几乎没有变化，从而降低了网络设计任务的复杂性。这并不是说低分数带宽匹配总是微不足道的。事实上，对源阻抗和负载阻抗的研究将揭示，为了获得非常高的性能，网络基本阻抗通常必须精确控制到单个伽马点，如果网络轨迹错过其目标负载阻抗，则会出现明显的次优性能损失。F 和 F -1 放大器类的谐波终端阻抗的精确控制增加了任务的复杂性，超出了普通 PA 设计所需的复杂性。

在宽带放大器的情况下，特别是具有高性能规格的放大器，网络需要在更大的部分带宽上控制其阻抗变化。在定义最佳阻抗和目标区域后，负载网络使用简化的实频技术 (SRFT) 3开发 ，以设计理想的集总元件网络并将其转换为分布式阶梯阻抗格式，4在执行电磁 (EM) 之前模拟。在本例中，EM 模拟结果与模型预测非常吻合；但是，对于不太常规的匹配拓扑，情况可能并非如此。通常，EM 仿真被视为减少设计流程中不确定性的重要步骤。

图 2分布式负载网络损耗和匹配 (a) 以及传感器和工作功率增益与频率 (b) 的关系。

一种设计技术是将最优阻抗的共轭表示为两端发生器（端口 1）的共轭，之后匹配网络设计可以被视为减少该复值负载之间存在的失配损耗的问题以及在放大器工作带宽上的 50 Ω 端接。但是，可以在网络的 50 Ω 侧（端口 2）评估这种失配，如图 2a所示。作为无源网络，输出匹配电路的工作功率增益小于 1，等于仅由内部耗散损耗决定的效率。必然较小的换能器增益是该效率与输入端反射造成的损耗影响的乘积。这些数量在图 2b中显示为效率百分比. 负载网络的效率在 2800 MHz 时计算为 96.6%，接近从相同频率下的回波损耗计算的值。作为比较，考虑到网络中的纯欧姆损耗的工作功率增益被计算为具有 97.7% 的效率。虽然这不直接包括反射损耗，但它的值确实取决于终端阻抗，因为它们会影响网络内电流和电压的分布，从而分别影响铜和介电损耗。

转换器增益是针对其阻抗是器件漏极看到的目标负载阻抗的共轭的发生器进行评估的。尽管输出匹配压缩功率和效率，而不是漏极处的最小反射，但发现使用共轭匹配与由于目标负载阻抗实现不完美而预测的压缩功率降低非常吻合。因此，绘制的换能器增益是输出匹配整体质量的良好衡量标准。

由于几个原因，使用这种晶体管实现最佳宽带匹配相对简单。首先，工作带宽上的转换比相对较低（约 2:1）；其次，最佳 P max的负载阻抗 是紧密排列的；最后，最佳阻抗随着顺时针旋转轨迹中频率的增加而变化。相当低的变换比是有利于选择该 GaN 器件用于宽带 RFPA 应用的有用标准。

图 3内部器件节点处的 DLL (a) 和 IV 波形 (b)，具有 1500 MHz CW 信号和 10 W 输出功率。

源网络

通过使用带通滤波器网络可以控制工作带宽上的源阻抗变化，该网络还具有降低低频增益的优点，其中晶体管的固有增益非常高。这种特殊的源阻抗匹配网络还负责提高放大器的低频稳定性。大约 15:1 的阻抗变换比需要更精细的网络。虽然这里没有使用，但具有正斜率或均衡的匹配网络也可以方便地引入源匹配电路。

使用与输入端口相邻的并联串联 RC 对实现稳定性，然后是串联 R。虽然这是一种严格的方法，但分析表明晶体管在工作频带中可能不稳定，并且必须牺牲一些增益来实现无条件从 1 MHz 到大于 6 GHz 的稳定性，此时晶体管不再具有增益 (F max )。

波形工程

波形工程5也用于分析 RFPA，使用负载牵引调谐器，更重要的是，使用已实现的负载网络。最近的器件模型可以访问固有电流发生器平面上的电压和电流节点，从而可以准确观察 V 和 I 波形以及动态负载线 (DLL)。这可以分析削波和 RFPA 操作模式，以及产生的峰值电压和电流。

在这些节点可用之前，唯一的选择是在封装平面上监控波形，这显然由于封装寄生效应而受到限制。寄生网络的否定是可行的，但前提是拓扑和组件值是已知的，并且在仿真过程中通过去嵌入消除了它们的电气影响。尽管已经注意控制二次谐波负载阻抗，但波形分析（见图 3）表明三次谐波阻抗是有利的，无需进一步优化。

图 4制造的 RFPA。

这些波形显示在 1500 MHz 时的峰值电压小于 60 V，峰值电流小于 1500 mA，这完全在器件额定值范围内。就效率而言，更重要的是接近理想的 F 类操作，半波整流电流波形与电压波形正好相差 180 度，电压/电流重叠非常小。使用 DLL 分析，定义了三个区域：区域 A（V min和 I max）、区域 B（V max和 I min）和过渡区域。在一个周期内，波形在区域 A 或 B 中停留的时间为 63.8%，而在过渡区域中的时间仅为 36.2%。

RFPA 验证

为了验证该方法，RFPA 在 Rogers 4350B 20 mil 板上制造 (ε r = 3.48)。电路安装在由三块组成的夹具上，其中包含源网络 (INMAT)、负载网络 (OUTMAT) 和用于安装设备的铜中心部分（参见图 4）。设备源被焊接下来。

图 5从 1000 到 3000 MHz 测量的与建模的 INMAT 和 OUTMAT 阻抗（a）；INMAT (b) 和 OUTMAT (c) 电路在 20 MHz 至 10 GHz 范围内的测量阻抗与建模阻抗。

图 6建模与测量的小信号增益和输入回波损耗。

被动测量

在完成组装之前，INMAT 和 OUTMAT 电路的阻抗（呈现给晶体管标签）进行了测量，以关联建模和测量的数据集。测得的数据显示在 1000 至 3000 MHz 范围内与没有调谐的建模阻抗非常一致（参见图 5a）。在从 20 MHz 到 10 GHz 的更宽频带上对 INMAT 和 OUTMAT 电路的测量仍然显示建模阻抗和测量阻抗之间非常吻合（参见图 5b和5c）。借助模块化三件式夹具，可以直接准确地测量设备所看到的阻抗，而无需使用机械上笨拙的探头，因为探头会在连接点引入电气寄生电感，尤其是杂散电感。夹具不是放大器的生产版本，而是设计流程中的一个重要步骤，用于消除每个设计阶段的不确定性。

小信号测量

图 7建模与测量的大信号 CW 功率、增益和效率。

最初的小信号增益测量使用 V ds = +28 V 和 I dq = 90 mA 的漏极偏置。测量和建模的增益和阻抗匹配与工作频带上大于 16 dB 的小信号增益和大于 7.5 dB 的输入回波损耗密切相关（参见图 6 ）。当经过实际稳定性测试（例如改变漏极轨电压和使用外部调谐器来改变器件所看到的源阻抗）时，放大器是稳定的。

大信号测量

大信号测量使用 V ds = +28 V 和 I dq = 90 mA 的漏极偏置。通过驱动放大器将连续波信号源馈送到放大器。RF 输入和输出功率测量值已针对驱动器中的任何压缩进行了校正。功率增益、漏极效率和传递到负载的功率是在 3 dB 压缩下测量的。建模结果显示最大 P3dB 为 41 dBm，最大漏极效率为 63.2%，最大增益为 16.4 dB。测量结果显示 P 3dB 为 40.6 dBm，最大漏极效率为 59.1%，最大增益为 15.7 dB（参见图 7）。RFPA 在低至 1300 MHz 和高达 2900 MHz 时提供超过 10 W 的功率，将其范围扩展到 76.2% 的部分带宽。

图 8具有 2.5 MHz、9.5 dB COFDM 信号的单端放大器互调性能。

为了评估输出回退模式的效率和互调边带性能，在 2.0 到 2.5 GHz 的频带上使用了一个具有 9.5 dB PAPR 的 2.5 MHz 信道带宽 COFDM 信号。作为输出功率为 34.5 dBm 的单端放大器，平均效率为 34% 至 35.9%，线性度为 30 dBc，在中心频率±1.25 MHz 处测得（见图 8）。使用 PAPR = 7.8 dB 的 WCDMA 测试信号在 1.805 到 1.88 GHz 的频带中获得了类似的结果。

放大器的平衡版本正在建设中。包括不完美的混合，预计将达到 +37 dBm，平均效率约为 34%，在距中心频率 ±1.25 MHz 处的线性度为 30 dBc。可以使用诸如数字预失真或包络跟踪之类的线性化技术来改善线性度。在信号峰值处实现高效率可以在更大的峰值压缩下运行，因此放大器可以在整个动态范围内以更高的相对功率运行。因此，即使在高 PAPR 信号上，效率和线性度也会得到改善。

结论

一种用于设计宽带、线性和高效 RFPA 的方法可最大限度地减少不确定性以实现首次成功。设计方法包括四个阶段：使用定性和定量分析的器件选择、使用负载和源极牵引的负载和源阻抗匹配网络优化、无源网络综合（包括 EM 验证和使用固有电压和电流节点的波形工程）。这些技术共同为设计整个 RFPA 提供了一种经过验证的系统方法。

一种用于制造源和负载网络的测量技术，能够比较晶体管接头处的建模和测量阻抗，也已使用三件式夹具进行了演示。使用 SRFT 技术并结合使用失配损耗和换能器功率增益的分析的无源网络合成提供了具有相对简单匹配网络的宽带匹配。

致谢

作者要感谢 AWR Group、NI 和 Qorvo/Modelithics 的 Andy Wallace 提供设备模型。

参考

1. DT Wu、F. Mkadem 和 S. Boumaiza，“通过简化实频技术设计宽带和高效 45 W GaN 功率放大器”，IEEE MTT-S 国际微波研讨会，2010 年 5 月，第 1091-1092 页。

2. RA Beltran，“基于传输零点的 F 类和反向 F 类功率放大器负载网络设计”，IEEE MTT-S 国际微波研讨会，2014 年 6 月。

3. PLD Abrie，“射频和微波放大器和振荡器的设计，第 1 版，” Artech House，1999 年。

4. DM Pozar，“微波工程，第 2 版”，Wiley，1998 年。

5. SC Cripps，“用于无线通信的射频功率放大器，第 2 版，” Artech House，2006 年。