电源系列之BUCK在轻载下的工作模式

来源:硬核电子发布时间:2023-12-298039浏览

在上一篇文章电源系列之BUCK电感工作模式中，我们详细介绍了BUCK电源电感的两种工作模式CCM和DCM，及其各模式下各点波形的不同之处。本篇将介绍在负载电流继续减小时，电源工作模式有哪些，以及各有什么不同。

BUCK电源的效率可以用下图1的公式表示：

图1

Pout是输出功率，Pd为耗散功率。一般情况下，占空比D越大，电源效率越高，损耗越小。其原因可以简单的这样理解，在开关管导通期间，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感中，占空比D越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例就越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。而开关管关断期间，输出需要电感将储存的磁能转换为电能，这是一个有损耗的过程，相对效率较低。

在轻载或者空载时，如果继续采用固定频率的PWM模式，由于负载电流变小，因此输出功率Pout变小；而PWM频率不变意味着开关管频率不变，则开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应地损耗频率所占比例就变大，从而降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高电源在轻载时的转换效率，一般会采用其他工作模式，比如常见的Pulse Skip Mode脉冲跳跃模式、Burst Mode突发模式、Forced Continuous Mode强迫连续模式（该模式不会提高输出效率）。

1. PSM模式

由前述的DCM模式可知，占空比D会随着负载电流的减小而减小，但是无法一直减小，因为BUCK控制器有最小导通时间限制，比如凌特的LTC3624芯片，这个时间为60ns左右，占空比D为6%。若负载电流继续减小，由于占空比D无法继续减小，则BUCK控制器会抛弃一些开关脉冲，即在一个开关脉冲的时间内，对输出电容充入足够的电荷，使电容能够在没有开关脉冲的时间段内，维持对输出负载的供电，PWM演变到PSM的过程波形如图2所示，LTC3624芯片的PSM波形如图3所示。相对于正常的PWM模式，PSM模式开关脉冲的频率大大降低。

图2

图3

2. 突发模式

以LT3624为例，其突发模式的原理框图如图4所示，FB反馈电压连接到误差放大器的反相输入端，与正相输入端的参考电压0.6V进行做差放大运算后，输出ITH电压连接到迟滞比较器的同相输入端，迟滞比较器的反相输入端连接另一个参考电压V。同相输入的迟滞比较器的输出特性曲线如图5所示，其具有上下两个阈值Ul和Uh。

图4

正常工作时，系统处于PWM工作模式，没有进入突发模式。当负载降低，电流变小时，输出电压升高，反馈电压FB也相应升高。由于反馈电压FB连接的是误差放大器的反相端，因此，输入误差放大器的差值（0.6-FB）变小，使误差放大器的输出ITH变小，如图5中绿色曲线所示，直到ITH小于迟滞比较器的阈值Ul，迟滞比较器输出从高电平翻转为低电平，系统进入突发模式，关闭开关管，输入停止向输出提供能量。此时由输出端的电容向负载维持输出，电容电压慢慢降低，反馈电压FB也跟着降低，误差放大器的输入差值变大，ITH变大，如图5中红色曲线所示，直到ITH大于迟滞比较器的阈值Uh，迟滞比较器输出再次从低电平翻转为高电平，系统退出突发模式。LT3624芯片的突发模式波形如图6所示。类似于PSM模式，突发模式下开关脉冲的频率相对PWM模式也大大降低。

图6

由于突发模式开关脉冲频率大大降低，并且开关管的导通时间很短，因此大大降低了开关损耗和导通损耗，提高了系统的输出效率，但同时由于大部分时间的输出由电容维持，因此输出电压纹波较大。

由上述分析过程可知，突发模式类似于控制理论中的Bang-Bang控制，有两个阈值，其输出电压纹波大小由迟滞比较器的上下两个阈值Ul和Uh决定。LT3624芯片的突发模式的电流设定值为800mA。

最近使用TI芯片设计的电源，其在轻载模式下会进入ECO模式，本质有点类似于突发模式，实测轻载波形如图7所示。

图7

3. FCM模式

强迫连续模式主要针对同步Buck而言，即续流二极管使用MOS管代替的拓扑结构，如图8所示。当负载电流降低到一定值时，PSM模式的电感电流等于0时，二极管将维持截止状态，直到下一个开关周期进行下一个循环。而对于强迫连续模式，在电感电流为0时，下侧的同步MOS管Q2仍然导通，因此输出电容的电压将反向加载在电感两端（左负右正），电感的电流开始反向流动，即从图8中电感L的右侧流向左侧，从0开始增加到一定值，直到同步管Q2关断，开关管Q1导通，此时输入电压重新正向加载在电感两端（左正右负），电感电流从负值开始正向增加到0，并达到一定值，电流波形如图9所示。由此可见，输出既可以提供电流也可以吸收电流。由于开关管和同步管每个周期都在工作，因此系统的开关损耗较大，输出效率较低，输出电压的纹波较小。