使用IC采样保持放大器

具体来说，S/H是数据转换系统必须具备的系统功能模块，所用的模数转换器在进行转换期间，必须提供恒定且准确的模拟输入。逐次逼近类型模数转换器就是这种用法的一个示例。理想情况下，S/H会在接到HOLD命令之前“冻结”最后的瞬时输入电压，并将该电压原样提供给模数转换器，随后由模数转换器将该电压转换成相应的数字字。实际上，在实施S/H的过程中会涉及许多误差因素。所以，本应用笔记将探讨这些基本考量因素，以及具有代表性的器件拓扑和应用。

S/H放大器的基本操作

图1显示了S/H的一些基本信息，图1a是基本的S/H电路结构。图中显示，待数字化的模拟输入信号直接传输至电子开关S1。根据S1的状态，该信号将传输至保持电容CH，或者被拦截。开关S1的状态由S/H控制线控制，该控制线是一个数字输入。

当S1关闭时，传输至CH的输入信号由A1缓存。该信号也可能传输至S/H输出端（本次讨论不考虑低通滤波器可能造成的影响）。如果在输入变化（与交流波形一样）期间，S1保持连接一段时间，则该操作也可称为跟踪；也就是说，任何输入变化都会传输至输出。

a. 基本的S/H电路，由开关、保持电容和缓冲放大器组成

b. S/H波形，显示被采样的输入（顶部）、S/H控制（中间）和S/H输出（底部）

图1.S/H基本信息

当S1打开时，最后的输入电压值作为电荷保留在CH上；也就是保持电压不变。A1继续读取该电压，直到进入下一个采样周期。图1b通过输入、输出和控制波形展示了此操作。S/H电路用于实现各种信号处理功能；不仅可用于实现模数接口，还可用于实现更通用的模拟存储器功能，例如自稳零型放大器。

图1b中所示的S/H工作波形几乎是理想波形，假设开关、跟踪、保持特性和负载/源抗扰性均是理想状态。但实际上，在该器件的各个状态（四个状态）下，都存在S/H误差。这些状态包括：

(1)保持采样转换

(2)采样间隔

(3)采样保持转换

(4)保持间隔

采样/跟踪保持放大器

很明显，这些误差对很多应用可能非常重要，对于高精度应用（>10位，或精度为0.1%或更低）则全部都很重要。具体的定义和说明如下文所述。

保持采样转换误差

当器件从保持状态切换至采样状态时，这些误差与时间间隔相关。由于自最后一次采样电压之后，输入可能发生了很大变化（例如，可能是满量程），因此S/H必须重新获取输入信号，并再次在其额定精度范围内稳定下来。如图2所示。

采集时间是S/H在收到采样命令后采集并跟踪输入信号所需的时间。通常指定为满量程电平变化（-10V至+ 10V，反之亦然），因为这代表了获取任意电平信号所需时间的最坏情况。输出必须假设所需的电平在额定误差范围内，与转换或采样所需的精度水平一致。例如，可能是0.01%或0.1%。图2a所示为保持采样采集波形。

图2a.保持采样节点采集时间，显示新信号采集（顶部）和S/H控制（底部）

对于大幅度的保持采样变化，采集时间的大部分都是初始摆动间隔。在这个高误差间隔之后，输出可能过冲，随之将稳定在±2mV额定精度范围内；以20V刻度为例，该范围为±0.01%。注意，当信号稳定并保持在额定误差范围内时，采集时间结束。

采集时间是保持采样误差的主要组成部分，也是决定转换系统S/H部分工作速度的主要因素。典型时间为约几毫秒至0.1%或0.01%或更高的精度。采集时间很大程度上取决于所用的保持电容的值，因为该电容（通常）会影响压摆率。

图2b所示为保持采样瞬态，即从保持模式转换至采样模式时产生的切换瞬态。注意，即使之前的保持电压和新样本之间相差不大，也会出现这种瞬变。由于这种瞬变幅度可能远远超过S/H额定精度（可能多达几百毫伏），在确定输出电压样本有效之前，必须留出足够的时间让这种瞬变消失。

图2b.保持采样模式瞬态和建立时间

由于该瞬态的建立时间会延续到保持采样命令开始之后，系统时序必须允许此种情况。但是，实际上，与保持采样瞬态相关的建立时间通常都远远短于采集时间。因此，相当于最坏情况（或采集时间）的时间间隔通常都会自动考虑保持采样瞬态误差及其相关的建立时间。

采样误差

在采样间隔内，S/H器件会像运算放大器一样跟踪输入信号。事实上，大部分S/H器件要么是专用运算放大器，要么是使用运算放大器（其特性非常适合S/H使用）构建。因此，由于大部分S/H放大器都会降低至或等同于运算放大器电压跟随器或反相器，所以可以采用类似方法来计算它们的采样模式误差。

S/H中的纯比例误差通常可以被视为良性误差，因为它们大体上可以通过校准调整来消除。通常情况下，要执行此操作，模数基准源是一个非常方便的点，这样可以一次性消除所有系统比例误差。当然，这种方法适合传统用法，例如一个模数转换器一个S/H。如果模数转换器之前有多个S/H，或者如果S/H只是其他电路的一部分，则需要通过增益比例电阻来调节局部增益。

在任何情况下，都必须了解最坏情况与理想S/H比例系数之间的偏差，并在计算误差预算时考虑这种偏差。通常情况下，比例系数都为1 ±0.001%或更低的误差。也就是与电压跟随器连接相关的增益误差类型。

在使用增益电阻的情况下，例如当S/H用于同相增益而不是单位增益时，电阻公差会使这个误差明显增大。对于反相模式操作S/H，无论如何，都必须使用增益比例电阻。无论在哪种情况下，在S/H芯片上安装应用电阻都是非常有利的，因为它们将获得更高的预调精度，以及最大偏移的技术规格。对于器件，近来的趋势是采用预调电阻来支持常用的增益-1、+2等。

注意，虽然可以通过系统比例校准来调节实际增益（比例）误差，但增益非线性并不等同于非可调误差。

增益非线性是一个临界S/H误差，它表现为与理想传输特性之间的偏差。此误差分量是器件在其额定信号输出范围（通常为±10V）内运行时，与理想S/H增益数值（例如+1、+2、-1、 -2等）之间的动态偏差。其最大误差分量通常是输入级共模误差，这是跟随器类型连接中的典型情况（总体上最普遍）。在反相器类型连接中，共模误差消失，但电阻匹配误差会成为误差源。

在±10V信号范围内，S/H非线性典型值为0.001%至0.01%。显然，为了保持系统性能，S/H非线性必须优于使用的模数转换器所确立的整体非线性。对于S/H非线性，可以遵循一个很好的法则：数值应比转换器的基本分辨率高一个数量级。例如，0.01%或更好的S/H非线性度与10位转换器配合使用。注意，用户可能需要根据S/H的共模抑制比(CMRR)计算非线性，例如80dB CMRR相当于0.01%的非线性。

偏移是指S/H输入接地时输入和输出之间的直流偏移。通常通过可选的微调电位计将其调节至零。典型的直流偏置规格为±2mV或以下。对于S/H应用，自身的纯偏移不是问题，因为在系统整体校准过程中，始终可以将其调节至零。也可以进行模数转换器微调校准时，以手动方式或通过软件完成。

失调温度漂移则是另一回事，因为很难将其与实际信号区分开来。除非包含自稳零校准周期，否则S/H失调漂移误差分量无法降低，会随着温度变化产生误差。S/H漂移的典型值为1至10µV/°C，无论是要求更高的精度，还是需要广泛的温度范围，此误差都属于严重误差。

S/H失调电压也会随电源电压而变化，这一点也应该说明。通常，电源抑制约为80dB或100µV/V。对于调节良好的电源或使用自动校准周期时，此参数通常不太重要。

建立时间适用于输入电压快速变化的采样模式。跟踪输入信号时，S/H受到动态限制，这与其他运算放大器配置类似。

建立时间由压摆率和小信号带宽决定，如果步长大幅变化，压摆率是主因。典型压摆率为5至10V/µs，建立时间为5-10µs。正如采集时间部分所述，确切规格很大程度上取决于保持电容。

采样保持转换误差

孔径时间或孔径延迟是指发出保持命令到实际打开S/H开关经过的时间。对于快速变化的输入电压，在确定实际保持电压的过程中会产生误差。由此产生的电压误差将等于有效孔径时间间隔内输入电压的变化。

图3大体显示了与孔径时间相关的误差，图3a显示孔径延迟如何在保持电压内产生误差。对于快速变化的输入电压，在开关从开启到关闭期间，S/H电压以接近1/2LSB的幅度变化。

图3a.与孔径相关的时间/电压误差。模拟输入/输出（顶部），采样/保持驱动（底部）。

作为孔径时间影响的一般示例，考虑变化速率（信号斜率）为1 V/µs，以10ns孔径时间采样的输入信号。由于与孔径时间相关的dV/dt误差，这会产生10mV采样误差。

这种误差通常很严重。有效孔径延迟可以通过按照标称孔径延迟时长提前在系统中执行保持命令来补偿，但这并非全部误差。

去除标称孔径延迟之后，剩余的误差称为孔径抖动（或不确定性），它具有高信号斜率输入，是真正限制S/H采样误差的因素。孔径抖动是指样本与样本之间的实际S/H开关时序的净变化量。这种抖动对孔径时间相关误差产生最终限制。对于1v /µs压摆率示例，1ns孔径抖动会导致±1mV电压不确定性。

可以通过图形显示极限孔径时间和由此产生的允许满量程电平正弦波输入频率之间的一般关系。如图3b所示。此图基于最大（满量程）正弦波输入频率，其误差不超过1/2LSB。此频率fmax的计算公式如下：

图3b.各种孔径时间和分辨率下的最大满量程输入正弦波频率(fmax)

其中π = 3.14，ta为限制孔径时间，“n”为转换器的分辨率（单位：位）。

由于这些数据是针对限制孔径，所以可用于带有S/H的模数转换器，或者是单独的模数转换器操作。在后一种情况下，模数转换时间将定义有效孔径时间。

该数据清楚表明了在最大化允许输入频率时所采用的S/H的值。不带S/H的10µs 8位模数转换器支持的最大输出频率约为60Hz。另一方面，在使用孔径时间仅为100ns的S/H时，相同的模数转换器支持6kHz最大频率。注意，还存在一种更一般的关系；当转换分辨率增加时，fmax在给定的转换时间内降低。所以，当分辨率或频率增加时，对S/H的需求变得更加关键。

显然，S/H内的孔径时间越短越好，因为这样对配合使用的模数转换器造成的限制就越少。描述中引用的时间对中速IC来说非常典型。S/H电路不是限制系统时序的最终因素，因为最大吞吐频率通常出现在孔径时间限制频率之前。

S/H偏移（也称为S/H“基座”、“跳变”或“步进”）是S/H进行采样保持转换时，瞬变电荷导致的模拟误差。它是由所用S/H开关的有限电容造成的，在较小程度上是由布局和/或封装电容造成的。这些电容通过数字控制信号的一部分直接馈送到保持电容。一般来说，由于寄生耦合电容在给定的器件和布局中是固定的，所以可以通过使用较大的保持电容来降低这种误差。图4显示了这种影响。

图4.采样保持偏移（顶部），S/H控制（底部）

此误差可能为几mV，在有些情况下，可以利用小型外部耦合电容将反相控制信号馈送至保持电容来进行补偿。一般来说，可以通过将数字控制信号的峰峰电平降至绝对最小值，以及通过屏蔽/保护此信号和CH节点之间的耦合路径来减小这种误差。

注意，采样保持偏移并非始终这样来直接指定，特别是在使用外部保持电容的IC器件中。在这种情况下，会给出电荷的技术规格，以pC为单位。在这些情况下，可以使用以下公式计算S/H偏移：

例如，使用1000pF CH进行10pC电荷传输将导致10mV S/H偏移。很显然，传输的电荷越小，此误差也越小。在更好的器件内，电荷传输可能低至1 pC或更低。

与纯直流偏移一样，S/H偏移最初也被视为可调节误差。但是，如果它随时间、输入电压和/或温度改变，那么也必须考虑这些不稳定性。对于一些使用浮动开关（参见图7b，类型2）的S/H器件，S/H偏移会随输入信号值变化。这显然不可取，因为如果无法补偿，则难以实现。S/H类型3（图7c）没有这个问题，因为其开关始终保持恒定电平（虚地）。

采样保持建立时间是指S/H输出收到保持命令后，在额定精度范围内稳定下来所需的时间。其中包括开关转换消隐的时间。

保持间隔误差

压降也叫倾斜，是指保持时间间隔(∆t)内保持电压(∆V)的变化，由流入（或流出）保持电容的净漏电流导致。由于导致压降的电流可能是一个S/H至下一个S/H的符号，所以下降电流会导致电容上的电压升高或降低，如图5所示。但是，重要的是保持间隔内的误差幅度，而不是该符号。压降由简单的电荷/电压关系决定：

图5.压降误差（顶部），S/H控制（底部）注意，“压降”可以为正，也可为负。

其中，IL为漏电流，CH为保持电容的值。举例来说，对于100pF CH，电流降低1nA会导致10µV/µs压降。在10µs保持期间，这会产生最大100µV压降误差，此误差不是问题。

在给定的S/H器件中，电流IL按技术规格设定，CH则（通常）由用户控制。所以，压降可通过CH调节，会随着CH增加而减小。

但是，这也需要权衡取舍。当CH增加以降低压降时，一般会使采集时间延长。这是因为对CH充电以实现采集摆动所需的电流是固定的。所以，通常需要尽可能将漏电流IL保持在最低水平，以使压降最低。一般来说，此参数由S/H输出放大器的输入偏置电流和开关漏电流决定，通常随温度升高而升高。在高温下压降最大。注意，用于计算压降的IL值应考虑到温度与净漏电流之间的关系。使用FET输入缓冲器时，温度每上升10°C，偏置电流翻倍。

实际上，中等温度下S/H中电压的典型下降率接近1µV/µs，算的上很小的误差。在计算最高温度下的最大偏置电流时，这种情况可能并非一直保持不变。可以计算最高预期温度下的漏电流，以确定最差的电压下降率。

馈通是在保持（关闭）状态下，通过S/H开关的交流信号泄漏导致的模拟误差。与S/H偏移一样，它基本上由开关电容引起，但也会受到布局相关电容耦合的影响。由于开关电容和保持电容可以构成分压器，馈通会随保持电容增大而降低，就像压降和S/H偏移一样。馈通的影响如图6所示。

馈通一般由高频率下（例如10kHz）的满量程峰峰正弦输入指定。在良好的S/H中，它一般达到80dB（或更高）。这相当于0.01%（或更低）的馈通误差。如果S/H是在多路复用器之后，该多路复用器能够在保持状态下选择高电平，且可能因信号馈通导致误差，那么此参数非常重要。

图6.馈通误差电压（顶部），S/H控制（底部）

电介质吸收

对于一些常见的电容类型，电介质不会在充电/放电周期后完全释放所有电能。这种现象导致的结果是：在保持模式持续一段时间后，存储电压出现误差。可以使用某些电介质，尤其是薄膜来最大限度降低这种影响。应使用指定的低DA电介质，例如聚四氟乙烯、聚苯乙烯和聚丙烯。注意，在使用外部CH，或者是使用外部CH来增强内部CH的S/H中，都需要考虑DA。

漂移和噪声

与采样模式下的S/H相比，保持模式下的S/H具有不同的漂移特性。在保持模式下，输出端只有输出缓冲放大器的漂移。在采样模式下，可能只有输出放大器的漂移，也可能是两个放大器串联产生漂移。

通常，保持模式下和采样模式下的漂移特性不同没有什么危害。转换通常在几微秒内完成，此时由温度变化导致的漂移误差尚不是问题。当保持时间异乎寻常的长时，则需考虑这种误差。

噪声则是另一种情况。例如，处于保持模式时，可以考虑图7中的S/H类型2和3。如果输出放大器的噪声过大，则会在保持期间显示，并随所需信号一起数字化。如果此噪声很高，且转换器的线性度并不低于1/2LSB，则某些代码会因噪声调制而出错。

MOSFET输入缓冲器输入电流极低，因而会用于一些S/H中。遗憾的是，这些缓冲器类型通常具有相对较高的输入电压噪声，这会限制某些应用的整体精度。JFET的输入电流不会像MOSFET那么低，但其噪声电压明显更低。

S/H设计类型

如今有大量S/H设备可用。除了非常高的性能限制外，大部分都采用几大类设计拓扑。以下部分介绍这些设计拓扑，并针对每种拓扑展开简单讨论。了解不同的电路类型有助于针对给定应用选择合适的S/H。

与图1a中的基本电路一样，图7a中的电路也是实际S/H放大器类型。其中，A1、CH和开关的运行方式与之前所述的一样，但还添加了输入级缓冲器A2。

图7a.开环，级联跟随器S/H（类型1）

增加缓冲器可以提高CH的充电电流。这样可在不加载信号源的情况下，提供更快的采集速度。在这种S/H类型中，两个放大器都必须具有高压摆率、快速建立时间、低失调电压和低漂移才能获得最佳精度，因为这些误差会累加。A1应该是一个FET输入器件，以最大限度减少CH负载，但对于A2却并非如此。这种S/H类型往往适用于高速采集。

图7b所示S/H配置的优点是，在采样模式下，两个放大器周围都返回了一个整体反馈环路。所以，在采样状态下，A1的误差达到最小，虽然它们还是会在保持状态中显示。此电路的精度可能更高，但是因为多级环路动态结构，其整体建立特性可能有所降低。

图7b.闭环，跟随器输出S/H（类型2）

注意，在这种类型的S/H连接中，可以将输入级接线，这样(+)和(-)输入端都可以连接外部选项，不过并非所有类型都能这样做。凭借这种灵活性，S/H可以连接为（整体）反相或同相类型的S/H。应用电阻可能可用，也可能不可用。

图7c中的第三个电路也在两个运算放大器周围连接反馈环路，在这一点上，它具有与7b类似的优势。在这种情况下，开关在A1的虚地输入端工作，CH则是输出放大器级周围的积分电容。

图7c.闭环，积分输出S/H（类型3）

注意，在这种类型的S/H连接中，输入级的(+)和(-)输入端也可按之前所述的方法使用。所以，这种类型可以连接为（整体）反相或同相类型的S/H。

S/H应用

实施采用现代化模数器件和S/H器件的转换系统并不是一件容易的事，但其采用的硬件功能多样，将会大有助益。图8a所示的12位独立模数转换器 + S/H转换系统是一个连接示例，可以按图示轻松实现，也可以根据其他比例等轻松更改。

此电路使用一个AD585 S/H，在同相单位增益模式下连接，保持激活。该模数转换器为AD574A，连接用于实现单极0至+ 10V范围，其系统增益和偏置校准分别由R2和R1设置。AD574的状态输出驱动AD585 A1的输入，以实现尽可能低的S/H偏移。这需要在TTL级中进行反转。

如图所示，转换由转换信号发起，并从下降沿开始，状态线路随之进入高电平状态，S/H进入保持状态。对于12位转换，AD574A需要35µs（最大值）来执行转换。由状态低电平信号表示转换结束。

所示的模数转换器微调校准可改变系统增益和偏置，足以应对/H和模数误差。

该系统的最大吞吐时间由三个因素决定，如下所示。分别是：模数转换时间、S/H孔径延迟和采样时间。转换时间为：

各时间分别为35µs + 35ns + 3µs，或者总计38.035µs。还可以计算最大吞吐频率，以此时间的倒数表示：

该频率假设每个周期只有一个样本；为了满足奈奎斯特准则要求的每周期2个数据点，将频率减半。（还需要注意的是，在S/H之前的任何额外的建立时间也可能需要考虑，使用时可包括IA和/或多路复用器。）

图8a.带S/H的独立12位单极性模数转换器

在带有S/H放大器的高速逐次逼近模数转换应用中，潜在误差源是来自模数转换器的回退误差。逐次逼近模数转换器表示S/H的动态负载，而转换周期开始时的MSB负载会因为非零S/H输出阻抗，在模数转换器输入电压（S/H输出）上产生瞬变。如果S/H阻抗在高频率下不够低，回退误差可能会超过LSB。

要解决这个问题，需要使用具有低阻抗输出级的S/H，或具有高反馈的S/H，以实现低回退误差。如果阻抗足够低，可以使动态电压误差忽略不计，那么模数转换器负载不会引发问题。AD585输出级用于实现低动态输出阻抗，以最小化此误差。图8b所示为转换期间AD585输出驱动AD574A的放大照片，可说明这一点。注意，MSB开关点上的负向瞬态误差在持续时间内低而短。

图 8b.AD585 S/H放大器的输出驱动AD574A，MSB转换

对于既需要快速采集时间，也需要低下降率的应用，可以使用级联S/H同时满足这些相互冲突的性能参数。图9所示的是这样一个电路，1和2控制线的驱动方式如时序图所示。基本理念是，级联的第一个S/H在第二个达到额定精度之前快速获取输入。然后，第一个S/H进入保持状态，第二个继续获取第一个（快速）S/H的输出端上出现的“输入”。由于这构成了输入信号的串联路径，因此两个S/H的误差会加在一起。

该电路使用两个串联的AD585，第一个通常配置用于实现快速采集。使用AD585的内部电容，该级将实现1mV/ms（最大）压降率。该级进行5µs（1信号的宽度）采样。第二个S/H对第一个的输出进行500µs（或2的宽度）采样。在这500µs期间，第一级的输出电压会下降，最高达0.5mV。这一般是HOLD2宽度（单位：ms）乘以1 mV/ms。

第二个AD585使用一个0.01µF外部CH，它会最大限度降低此级的电压降幅，降低100倍（第二级和第一级CH的比率）。之后，整个电路的有效压降变为0.5mV（第一级），加上0.01 mV/ms（第二级）。第二级的保持间隔达几十ms，所以，此级联S/H的净压降接近500µs间隔的压降，在本例中为0.5mV。

当然，此方案作出的取舍是：整体信号吞吐量降低。实际上，因为该应用本就打算与速度较慢的模数转换器配合使用，所以这种取舍可能只会造成很小或根本不会造成影响。此外，如果多路复用器之前使用了多个级联S/H，此方案可能非常有用，即使很少对单个频道采样也能保持较高的整体吞吐率。注意，就此级联的孔径时间而言，有效fmax仍由两个S/H中的第一个决定。本示例所示是同相单位增益S/H。原则上，任一（或两个）S/H都可以使用其他比例。

对于布局，用户需要遵循一些重要的通用实用规则。只要使用外部CH，就需要注意使用保护走线将与引脚7相关的PC走线包围起来。应将其连接至模拟地，连接此引脚的导线越短越好。外部CH应该是低DA型电容，其外部箔片连接至S/H输出（引脚8）。还请注意，许多S/H应用可能永远不需要使用外部CH或引脚7。在这种情况下，可以沿封装附近切割引线，将拾取线路剪至最短。

图9.环路压降级联S/H