USB Type-C™和 USB 功率传输电源路径设计注意事项.

对于某些应用，5 A的电流可能是不足够的，因此需要定制。德州仪器（TI）可在双电源模式下配置USB PD控制器。该模式下，两个USB Type-C电源路径可并联运行，在与标准USB PD电源相同电压条件下，（5 V、9 V、15 V和20V）提供多达10 A的电流能力。这种自定义行为在电源设计和PD控制器的配置中都需要特别考虑。

硬件设计

在设计大电流系统时，需要考虑热性能和效率这两个具体的设计要素。我们来讨论一下电源转换器的设计，市场上大多数笔记本电脑的充电电压为 20V，标准笔记本电脑充电器中 AC/DC 转换器的直流输出电压为 19.5V至 20V。对于在 USB PD 协议中定义的 20 V USB PD，19.5 V 电压是在允许的 5％误差内的。如果降压控制器在外部场效应晶体管（FET）上支持 100％占空比，则允许仅采用降压电源架构的设计。还可以与降压转换器并联，增加一个旁路路径，这将输入电压直接传递至降压转换器输出，无需通过电感。这种方法可具备出色的热性能，但需要添加两个额外的 FET。

DC/DC降压设计

对于这个具体的设计示例，我会使用 TI 的 LM3489 磁滞 p 沟道 FET（PFET）控制器。该集成电路（IC）允许外部 PFET 上 100％的占空比，可直接从 AC/DC 转换器通过外部 19.5 V。市场上大多数 USB PD 控制器都具有通用输入/输出（GPIO），用于控制外部稳压器输出电压。PD 控制器可以通过调节降压的反馈网络来调整 LM3489 DC/DC 降压转换器的输出电压。

图 1.DC/DC 可调反馈网络。

图1所示的架构可用于输出所有四个标准USB PD电压（5V、9V、15V和20 V）。选择R1和R2时，默认输出电压为5V。USB PD控制器协议更高的电源电压时，它会切换 GPIO 信 号 ， 打 开 反 馈 网 络 中 的 n 沟道 FET（NFET），调节输出电压。启用Q1时，反馈网络会进行调整，使R2和R3与分压器顶部的R1并联。选择R3、R2时，R3与分压器顶部的R1并联会产生9 V输出。启用Q2时，反馈网络会进行调整，使R2和R4与分压器顶部的R1并联。选择R4时，R2和R4与分压器顶部的R1的并联电阻产生15 V输出。最后，启用Q1和Q2时，R2、R3和R4均与分压器顶部的R1并联。选择电阻值，产生20 V输出。设计输出大于 5 A 的系统时，旁路通路可以直接将AC/DC 输出电压传递给系统中的 VBUS FET。使用通过GPIO 控制的 PFET 旁路通路是一种实现此目的的简单方法。

对于此应用，使用具有低RDS(on)且相对较大的PFET，通过外部旁路通路将损耗降至更低。这种电源架构使LM3489能根据所连接的设备产生所有标准USB PD的电压。一旦交替模式（AlternateMode）启动协商高功率模式，，USB PD控制器就可以切换GPIO，使外部旁路通路能够直接将AC/DC输出电压传递给VBUSFET。这样USB PD电源系统便能够保持兼容，同时使高功率模式下的损耗更小。图 2 重点说明了电源架构-包括由背对背 PFET 组成的旁路路径。当路径禁用时，VOUT 侧 PFET 的体二极管会阻止 AC/DC 电源电压泄漏到 LM3489 的输出。协议并进入交替模式，会启用外部 PFET 路径。切换启动引脚，并使用这种相同的 GPIO 信号来同时禁用 LM3489DC/DC，可以在启用外部 PFET 路径时使 DC/DC 不会以 20 V 反向馈电。

图 2.带旁路 FET 的 GPIO 控制式降压 DC/DC。

USB PD控制器设计

USB PD 控制器对于实现前述讨论的功能至关重要。它必须能够控制 GPIO，并以更小的损耗通过其 VBUS FET处 理 大 电 流 。 在 此 特 定 示 例 中 ， 我 使 用 的 是TPS65987D 。 为 了 控 制 上 一 节 中 所 述 的 LM3489DC/DC，TPS65987D 使用真值表（表 1）中的两个GPIO 来产生输出电压。

表1.GPIO控制真值表。或者，如果系统的输入电压低于 20 V，则可以使用自带 I2C 的 降压 / 升压 控制器 （如 bq25703A 代替LM3489。虽然您通常需要一个微控制器（MCU）来控制降压升压控制器，但是借助 TPS65987D 的集成 I2C主机，MCU 就不再必需。

根据 USB PD 协议，在其配置通道（CC）线路上带有RD 的设备必须将 DC/DC 控制器的输出电容与 VBUS 隔离。在这种情况下，系统必须具有 VBUS FET 以满足此协议。TPS65987D 有两个高压背对背集成 FET，可满足此要求。TPS65987D 中的内部 FET 在 25°C 环境温度下的 RDS(on)约为 25mΩ。对于高电流应用，此电阻可能太高。当 5 A 的电流通过其中一个内部 FET 时，FET中将消耗大约 750 mW 的功率。通过双电源模式，TPS65987D 能够同时并联关闭其两个内部电源路径。这种模式有效地将电源路径的 RDS(on)减半，并且还使FET 内部的功耗减半。图 3 重点说明了 PD 控制器如何与此电源架构连接。

图 3.带旁路 FET 的 GPIO 控制式 DC/DC 降压进入 USB PD 控制器。

同时打开两个FET，不仅允许两倍的电流通过USB PD控制器；还可以通过VBUSFET大大降低损耗。许多应用有着非常严格的功率预算。高RDS(on)VBUS FET会阻碍USB Type-C在某些应用中的使用。TI通过提供更低的RDS(on)集成电源路径解决方案解决了这一问题，从而可以在以往从未考虑过的领域使用USB Type-C。

VBUS电源路径保护

当设计一个高功率系统时，保护用户和系统免受可能在电源路径上发生的任何有害事件至关重要。最难以防范的事件是VBUS对地短路。在这种情况下，VBUS上的电流会迅速增加；在这些高电流电平造成损坏之前，电源路径必须立即断开FET。如果FET未快速断开，突增电流可能会损坏FET和系统的其余部分。市场上的许多 USB PD 控制器都没有集成电源路径。通过这些类型的 USB PD 控制器，硬件设计人员可以使用分立元件提供保护。离散地实施过电流保护方案可能很繁琐；它通常涉及使用带有电流检测放大器的检测电阻。然后将电流检测放大器的输出馈入比较器，该比较器会触发 USB PD 控制器上的故障 GPIO，或激活电路以禁用 VBUS FET 的栅极。这不是最佳的解决方案，因为设置比较器后，就无法调整过流跳变点。如果 VBUS对地短路，那么相比通过集成电源路径进行检测，分立式解决方案将需要更长的时间来检测短路并断开 FET。

与过流保护一样，实施反向电流保护，可以保护系统免受不合规USB PD设备或适配器的影响。使用没有集成电源路径的USB PD控制器需要离散地实现反向电流保护，这是选择USB PD控制器时需要考虑的另一个设计因素。一个集成了电源路径和保护的USB PD控制器可以节省设计时间，因为所有保护均已集成。这使您可以专注于设计的其他方面，而无需考虑外部电源路径和离散保护的设计。

图4重点说明了在具有适当保护的电源路径的VBUS对地短路期间会发生的情况。当VBUS上的电流迅速上升至约35 A时，USB PD控制器检测到此大电流并立即断开FET。VBUS对地短路保护必须通过硬件比较器作为固件来实现。固件实现无法足够快速地做出反应以保护电源路径和系统，这种电源路径快速关断可在发生硬短路时保护系统和FET。

如果系统没有得到适当的保护，可能会损坏 DC/DC 和VBUS FET，系统甚至可能会变烧毁。电源发送端始终根据 USB PD 协议负责过流和短路保护。TPS65987D可以防止这些事件的发生。