LT5527型RF混频器及其在3G无线基站接收器中的应用

　　凌特公司（Linear Technology)推出的LT5527型高线性度有源下变频RF混频器能大幅降低3G蜂窝基站的成本并简化其设计。LT5527 RF混频器具有3．7 GHz的最高工作频率。在1．9 GHz时，LT5527具有23．5 dBm的IP3(输入3阶截取)线性度、2．3dB转换增益和12．5 dB噪声指标，符合3G蜂窝基站和其他高性能无线基站接收器的动态范围要求。LT5527的本机振荡器(LO)和RF输入以单端方式工作，具有内置50Ω阻抗，只需很少外部匹配器件，可降低基站成本和缩短设计时间。此外．LT5527内包含1个低噪声LO缓冲器，允许工作于-3 dBm LO驱动功率，解决了RF隔离难题，无需外部滤波电路。

　　LT5527工作于400 MHz-3．7 GHz的宽频率范围，该范围覆盖850 MHz蜂窝频带、1．9 GHz-2．1GHz W-CDMA及UMTS频带。也覆盖了工作于450MHz、2．4 GHz和3．5 GHz频带的其他高性能无线设备。LT5527在RF和LO输入端都有片上RF变压器。这些变压器方便了50Ω阻抗匹配，并使输入能以单端方式工作。

2 LT5527的主要特性及引脚功能

2．1 LT5527的主要特性

　　LT5527采用单5 V工作电源。典型工作电流为78 mA。它可用EN引脚关断。关断时，最高消耗100μA静态电流。LT5527采用16引脚4 mmx4mm QFN封装。LT5527的主要特性如下：

　　50Ω单端式的RF和LO：

　　高输入IP3：0．9 GHz时的输入IP3为+24．5dBm，1．9 GHz时的输入IP3为+23．5 dBm：

　　0．9 GHz时的转换增益为3．2 dB，1．9 GHz时的转换增益为2．3 dB；

　　低噪声：0．9 GHz时的噪声指标为11．6 dB。1．9 GHz时的噪声指标为12．5 dB；

　　高LO-RF及LO-IF隔离；

　　LO至RF泄漏为-44 dBm；

　　工作电压范围为4．5 V～5．25 V。

2．2 LT5527的引脚功能

　　LT5527由高线性双平衡混频器、RF缓冲放大器、高速限幅LO缓冲器及偏置／使能电路构成，RF和LO输入以单端方式工作，IF输出是差分输出，低端LO和高端LO注入均可用。LT5527的外引脚排列如图1所示，内部结构如图2所示，各引脚的功能如下所述。?

　　NC（1，2，4，8，13，14，16）：这些引脚内部不连接，与电路板的地相接，以改善LO至RF及LO至IF之间的隔离。

　　RF(3)：RF信号输入端，该引脚内部与RF输入变压器的初级相连。若RF信号源不被DC阻隔．则需串联一耦合电容器。在1．7 GHz-3 GHz之间。RF输入由内部匹配。400 MHz，3 700 MHz都需外部匹配。

　　EN(5)：使能端，当输入使能电压超过3 V时，混频器电路通过6、7、10和11启动。当输入电压低于0．3 V时，所有的电路都不工作。EN=5 V时的典型输入电流为50 mA，EN=0 V时，电流为0μA。即使在启动时，EN端的电压也不应超过Vcc0.3V。

　　Vcc2(6)：偏置电路的电源输入端，电流消耗为2．8 mA。该端外部接至Vcc1端，并接1 000 pF及1μF的耦合电容器。

　　Vcc1(7)：LO缓冲器的电源端，电流消耗为23．2mA。该端外部接至Vcc2端，并接1 000pF及1μF的耦合电容器。

　　GND(9，12)：地端，该端和底板地相连以增强隔离度，也是电路板上的RF地。

　　IF-，IF+(10，11)：IF信号差分输出，需进行阻抗变换以实现输出匹配。这些端子通过阻抗匹配电感器、RF扼流圈或变压器中心抽头与Vcc相连。

　　LO(15)：本地振荡器的单端输入，该端内部与LO变压器的初级相连。在1．2 GHz～5 GHz之间，LO输入可内部匹配。在380 MHz以下工作时需简单的外部匹配。

　　Exposed Pad(17)：整个电路地的返回端，必须焊接至印刷电路板的接地面。

3 LT5527的应用电路设计

　　图3示出由混合变压器构成的IF匹配电路。以达到最低LO-IF泄漏和最宽的IF带宽。图4示出由1个离散的IF不平衡变压器代替IF变压器的电路，以降低成本和缩小尺寸。尽管离散的IF不平衡变压器也有较理想的噪声系数、线性度及较高的转换增益，但是LO-IF泄漏降低，IF的带宽减小。  

3．1 RF输入端的设计

　　RF输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成，变压器的初级与RF输入端(引脚3)和地连接。变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。

　　变压器初级的一端内部和地连接，如果RF源有DC电压，则在其输入端接入耦合电容器。在1．7GHz-3 GHz之间，RF输入可由内部匹配，在这个频率范围不需要外部匹配。频带边沿输入回波损耗的典型值为10 dB。

　　在低频带边沿的输入匹配电路中，串联的最佳电容器的值是2．7 pF(引脚3)，以改善1．7 GHz的回波损耗(>20 dB)；同样，为改善2．7 GHz的回波损耗(>30dB)，其匹配串联的最佳电感器感值是1．5 nH。同时，串联1．5nH／2．7 pF匹配网络使频带的边沿更理想，并将RF的输入带宽扩大至1．1 GHz～3．3 GHz。

　　在400 MHz低频处或3．7 GHz处，RF输入匹配网络在原有基础上增加并联电容器C5，如果450MHz下的输入匹配电容器C5的容值为12 pF，在评估板的50 Ω输入传输线上，位于距离引脚34．5 mm的位置；900 MHz下的输入匹配电容C5=3．9 pF，位于距离引脚31．3 mm的位置；3．5 GHz下的输入匹配电容器C5=0．5 pF。位于距离引脚34．5mm的位置。这种串联传输线／并联电容器匹配拓扑使得LT5527可用于倍频标准，而不需要修正电路板的设计。串联传输线可用串联的片式电感器代替，以使布局更简单。

　　RF输入阻抗和S11与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。S11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配网络。模拟和RF输入滤波器的接口连接。

3．2 LO输入端的设计

　　LO输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成，其中。放大器驱动混频器．得到最高的线性和最低的噪声．1只内部耦合电容器和变压器的初级串联。无需连接外部耦合电容器。尽管内部放大器将最大有效频率限制在3．5 GHz。但在1．2 GHz～5 GHz范围内，LO输入由内部匹配。当然输入匹配可以变换，在低频(750 MHz)处，给引脚15并联1只电容器(C4)，850MHz～1．2 GHz匹配中，C4=2．7 pF。

　　750MHz以下的LO输入匹配要求串联电感L4/并联电容C4，在650 MHz～830 MHz，其匹配网络的L4=3．9 nH，C4=5．6 pF；在540 MHz～640MHz，其匹配网络的L4=6．8 nH，C4=10 pF。评估板不包含L4的焊盘．因此可切断近处的引脚15以便插入L4。L4是低功耗多层片式电感器。

　　频率大于1．2 GHz时，尽管放大器提供的功率有几个dB．但最佳LO驱动功率只有-3 dBm(LO输入功率变化，混频器性能不变)；在频率低于1．2GHz的情况下，尽管-3 dBm的LO驱动功率仍然提供高转化增益和线性。但是为了得到最佳噪声，LO驱动功率为0 dBm。自定义匹配网络的阻抗数据见表2，并参考LO端没有匹配时的情况。

3．3IF输出端的设计

　　IF输出端(IF+和IF-)和晶体管混频开关的集电极连接，如图5。IF+和IF-分别有电压偏置，主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。每个IF端从总电流(52 mA)中分出26 mA的电流。为了得到最佳单端工作性能，这些差分输出需通过1个IF变压器或1个离散的IF不平衡变压器与外部电路结合。图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的IF变压器。图4所示的电路由1个离散的IF不平衡变压器实现同样的功能。低频时IF输出阻抗可等效415 Ω并联2．5 pF的电容器。频率与IF差分输出阻抗的关系如表3所示。这些数据参考封装引脚(没有外部元件)，包含了IC和封装寄生效应的影响。对于IF频率为几千赫兹的低频或600MHz的高频。可匹配输出IF。

　　差分单端IF匹配的方法有以下三种：

　　(1)直接8：1 IF变压器匹配

　　IF频率低于100 MHz时，最简单的匹配设计是将1个8：1变压器连接到IF端，变压器将进行阻抗变换并提供单端50 Ω输出。在图3所示电路中．这种匹配通过短接L1、L2、用8：l变压器(不设置C3)代替4：1变频器即可实现。

　　(2)低通滤波器+4：1 IF变压器匹配

　　实现最低的LO-IF泄漏和较宽的IF带宽很简单．如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。匹配元件C3、L1和L2结合内部2．5 pF电容器形成1个400 Ω～200 Ω低通滤波匹配网络，该匹配网络谐振于所期望的IF频率。这里4：1变压器将200 Ω差分输出变换成50 Ω的单端输出。

　　该匹配网络对40 MHz以上(包括40 MHz)的IF最为合适。对于40 MHz以下的IF频率。若串联电感器（L1、L2)的电感值取得过高，用这样的电感和寄生效应将影响稳定性，因此，8：1变压器适合于低IF频率。适用于IF频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。高Q值线绕片式电感器（L1、L2)大大改善了混频器的转换增益，但对线性度还是有点影响。

　　(3)离散IF不平衡变压器匹配

　　在许多应用中，可以用离散IF不平衡变压器代替IF变压器，如图4所示。L1、L2、C6和C7的值可用式(1)、式(2)计算，在IF频率期望值上得到180°相移，并提供50 Ω的单端输出。电感器L3的值也可计算，但L3抵消内部2．5pF的电容器，L3也为IF+端提供偏置电压。低功耗多层片式电感适合L1、L2，为了得到最大转换增益以及为IF+端提供最小DC电压，L3选用高Q值线绕片式电感器，C3是DC的隔离电容器。

　　与低通滤波4：1变压器匹配技术相比．这种网络提供约为0．8 dB的高转换增益(忽略IF变压器上的损耗)，较好的噪声系数和IP3。IF中心频率偏移±15％，转换增益和噪声下降约1 dB。超过±15％以上，转换增益逐渐减少，但噪声迅速增大。IP3对带宽不太敏感，与低通滤波4：1变压器匹配相比仍可实现以最佳性能，除了IF带宽，最大的差别是LO-IF泄漏，减少约-38 dBm。

　　通用IF频率下离散IF不平衡变压器的元件值如表5所示。由于电路板和寄生效应的影响，表5中的值与计算值略有差别。

　　对整个差分IF结构来说，还可以从另一个角度考虑，不用IF变压器，如图6所示，这里，混频器的IF输出匹配直接通过1个SAW滤波器，混频器IF端的电源由IF匹配网络中的电感器提供。计算L1、L2和C3的值，使之在期望的IF频率上谐振，并获得高品质因数和理想带宽。调整L和C值，以消除混频器内部2．5 pF电容和SAW滤波器输入电容的影响。在这种情况下，由于带通网络不变换阻抗，其差分IF输出阻抗是400 Ω。若SAW滤波器的输入阻抗大于或小于400 Ω，就需要附加匹配元件。