二极管辐射发射（RE）问题分析调试与解决方案

一、二极管辐射发射问题产生原因分析

1.1、.二极管反向恢复

二极管正向导通时，电子存储在P区，空穴存储在N区，此现象叫做电荷存储效应。外加反向电压时，电子和空穴分别往相反方向移动，形成反向漂移电流，同时与其他多数载流子复合，待电子和空穴明显减小后，反向恢复过程完成，二极管截至。

电荷存储的多少决定了反向恢复时间。正向电流越大，电荷存储密度越大，反向恢复电流越大。二极管作为续流元件被广泛应用于Buck电路与Boost电路中，作为整流元件被应用于开关电源中。

作为续流元件工作在断续模式时，存在反向恢复电流，反向恢复时产生的电压尖峰会影响二极管的电应力。电路工作在断续模式，二极管寄生电容与环路中的寄生电感产生的寄生振荡也是辐射发射产生的重要原因之一。

1.2、Buck电路续流二极管寄生振荡产生原因分析

MOS管开通时，续流二极管寄生电容CB3被充电，寄生电感LB3、LB5积蓄能量，当SW动态节点的电压等于输入电压时，积累在LB3、LB5中的能量与CB3电容产生LC串联谐振，从而产生上冲振铃干扰。

开关MOS管开通时续流二极管充电电流示意图

续流二极管寄生电容引起的上冲振铃波形

1.3、Boost电路升压二极管寄生振荡产生原因分析

MOS管开通时，升压二极管寄生电容CB2被充电，寄生电感LB1、LB2、LB3、LB4积蓄能量，当SW动态节点的电压等于输入电压时，积累在LB2、LB3、LB4中的能量与CB2电容产生LC串联谐振，从而产生上冲振铃干扰。

开关MOS管开通时升压二极管充电电流示意图

升压二极管寄生电容引起的上冲振铃波形

1.3、反激开关电源次级整流二极管寄生振荡产生原因分析

整流二极管导通、关断时，具有很宽的频谱含量，开关频率及其谐波本身就是较强的干扰源。原边反激MOS管导通，次级整流二极管关断时，副边励磁电感被钳制，副边漏感LES和二极管杂散电容CJ发生振荡，其振荡频率为：

反激式MOS管关断，副边二极管由通转向关断，原边励磁电感被释放，CDS和原边电感的杂散电容为并联状态，再和原边电感LP(励磁电感+漏感之和）产生的振荡噪声，通过变压器耦合到次级，形成共模电流环路。

1.4、反激电路原边RCD吸收电路二极管寄生振荡产生原因分析

变压器漏感产生的电压尖峰与变压器本身的漏感感量相关，电压尖峰的大小确定了RCD吸收电容充电电流的大小，电容充电时产生的电流尖峰不加以抑制，可能导致严重的辐射问题。

为限制RCD吸收电容的电流尖峰，在RCD吸收电路中增加串联电阻，可减缓电容充电速度，降低电流尖峰，是改善其EMI性能切实可靠的重要措施之一。

RCD吸收电路中二极管工作在开关状态下，其反向恢复时间通常对EMI性能有较重要的影响。单纯的从反向恢复本身的影响来看，反向恢复时间越长，反向恢复电流越小，EMI的性能表现就越好，反之，EMI性能就会越差。

二极管反向恢复时间是由其寄生电容决定，而寄生电容通常是由二极管的封装、制造工艺决定，相同厂家的同规格型号原则上快管寄生电容小，慢管寄生电容大，寄生电容从侧面反映的实质上还是反向恢复时间。通过在RCD吸收二极管两端并联电容，可以调整由RCD吸收二极管反向恢复引起的辐射问题。

二、二极管反向恢复电流辐射发射问题分析调试与解决方案

二极管作为续流元件或者整流元件时，二极管反向恢复电流的大小受二极管寄生电容大小影响，器件选型确定后寄生电容也基本确定，要改变二极管寄生电容则需要在二极管两端增加RC吸收电路来改变二极管寄生电容。

二极管反向恢复电流大小除受器件选型影响，电路工作模式对其影响也非常的关键，二极管工作在连续模式，或者临界模式时，反向恢复电流的影响基本上可以忽略不计，在满足电气性能的基础上，二极管最好工作在连续模式下。

2.1、二极管器件选型

根据实际应用需要，选择合适的二极管参数对电气性能可靠性设计至关重要，二极管通流量越大意味者寄生电容可能越大，反向恢复时间也就可能更长，工作在断续模式下，产生寄生振荡的频率就越低。

二极管并联使用虽然可以增大二极管的通流量，但是也增大了寄生电容；因为二极管制造工艺的差异，单体参数存在差异，可能导致二极管不均流情况出现，长时间工作引起二极管失效。

二极管选型时除考虑反向恢复时间的影响，封装的影响也应注意，在满足性能的基础上优先选择贴片二极管，插件二极管存在较严重的空间磁场辐射，容易在附近的信号环路中产生感应噪声电压。

2.2、二极管增加RC吸收电路改善反向恢复电流问题

vBuck续流二极管增加RC电路

Buck续流二极管并联RC吸收电路

vBoost升压二极管增加RC电路

Boost升压二极管并联RC吸收电路

v开关次级整流二极管增加RC电路

开关次级整流二极管并联RC吸收电路

vRCD吸收电路二极管并联吸收电容

RCD吸收二极管并联RC吸收电路

在二极管型号选型确定后，通过在二极管两端增加RC并联吸收电路，改善二极管反向恢复引起的电压尖峰。很多工程师喜欢在二极管两端直接并联电容，使用RC电路是因电容在充放电瞬间产生电流尖峰，通过串联电阻可以抑制电容充放电的电流尖峰。另外，电容与寄生电感产生寄生振荡时，电阻可以阻尼LC振荡。

三、二极管寄生电容引起的寄生振荡

3.1、RCD吸收电路二极管寄生电容引起的寄生振荡

RCD吸收电路使用肖特基二极管时波形

波形说明：

蓝色是原边MOS管D极电压波形，紫色是RCD吸收二极管阴极电压波形，绿色是原边MOS管的电流波形。从测试波形上看原边MOS管D极电压过冲、振铃均较严重，而RCD吸收二极管阴极电压过冲较小。

RCD吸收电路使用慢管二极管时波形

波形说明：

蓝色是原边MOS管D极电压波形，紫色是RCD吸收二极管阴极电压波形，绿色是原边MOS管的电流波形。从测试波形上看原边MOS管D极电压过冲、振铃有明显改善，而RCD吸收二极管阴极电压过冲也降低，MOS管电流尖峰也降低。

RCD吸收电路二极管并联47pF吸收电容时波形

波形说明：

通过仅在RCD吸收二极管两侧并联47pF电容，原边MOS管过冲幅度降低较小，而RCD吸收二极管阴极电压过冲幅度有明显降低，原边MOS管电流波形无明显变化。

RCD吸收电路增加串联30ohm电阻时波形

通过仅修改串联电阻参数可以改变原边MOS管D极电压振荡波形的斜率，过冲幅度也会相对减小，RCD吸收二极管阴极电压过冲幅度变化较小，电压过冲斜率变化较明显，原边MOS管电流波形变化不明显。

3.2、续流二极管寄生电容引起的寄生振荡

辐射发射测试数据

某产品辐射发射测试195MHz频点超出标准限值，超标频点呈现包络状，宽带干扰基本确定为开关电源电路产生。

Boost二极管处振荡波形

使用频谱分析仪锁定噪声干扰来自Boost电路，使用示波器测量二极管动点处波形存在非常的振荡，振荡频率与辐射发射超标频率非常吻合，基本上确定噪声来自此部分电路。

问题原因分析：

当MOS管开通瞬间，因为反向恢复电流的存在，二极管电流为负值，经过一段时间后再为0，在二极管结电容与MOS管和PCB走线回路的寄生电感作用下会形成LC振荡。测试二极管阳极电压和电流，可以看到明显的振荡波形，如上图所示。

改善寄生振荡可以通过改变二极管寄生电容、寄生电感的角度来考量，在二极管两端增加并联RC电路，辐射发射问题改善非常明显，二极管增加RC吸收电路会影响到温升。降低环路寄生电感则不会影响温升指标，缩短环路布线长度是降低寄生电感的有效措施。

Boost续流二极管增加RC吸收电路

续流二极管增加RC吸收后辐射发射测试数据

寄生电感通常是由PCB布线产生，降低寄生电感可以从缩短PCB布线，增加PCB布线宽度，缩小环路面积的角度进行，还可以高频旁路电容进行环路旁路，从而达到降低布线寄生电感的目的。

缩短PCB布线的方法

续流二极管输出增加高频旁路电容后辐射发射测试数据

Boost续流二极管电流环路与高频旁路电容位置示意图

在PCB布线寄生电感确定，器件寄生参数确定的情况下，除增加高频旁路电容的方式解决寄生振荡，还可以通过在环路中增加阻尼的方式，抑制寄生振荡。由于是功率环路，无法通过增加电阻的方式实现；在环路中增加磁珠，利用磁珠高频下的高阻抗特性来抑制寄生振荡，也可以达到目的。

由于磁珠具有电感的特性，根据电感两端电流不能突变的特性，电感会产生反向电压尖峰，电压尖峰必须在二极管承受的电压应力范围内，否则二极管会因为过压反向击穿，给电路设计带来巨大隐患。故磁珠的选择是在满足EMC性能的基础上，感量越小越好。

Boost续流二极管前增加串联磁珠

Boost续流二极管前增加串联磁珠后辐射发射测试数据

Boost续流二极管前增加串联磁珠波形

问题解决方案：

Ø在二极管两端并联RC吸收电路，具体参数根据实际调试结果，副作用是影响二极管的温升。

Ø降低环路中的寄生电感，即缩短输出端高频电容到集成MOS管参考地之间的布线长度，无任何副作用。

Ø在二极管反向恢复环路中增加磁珠，抑制寄生振荡，其副作用是使二极管电应力变高，有损坏二极管的风险。