详解MOS管的导通条件、过程

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来源：姚XX

MOS管导通条件

MOS管的导通与截止由栅源电压来控制，对于增强型MOS管来说，N沟道的管子加正向电压即导通，P沟道的管子则加反向电压。

一般2V～4V就可以了。但是，MOS管分为增强型（常开型）和耗尽型（常闭型），增强型的管子是需要加电压才能导通的，而耗尽型管子本来就处于导通状态，加栅源电压是为了使其截止。

开关只有两种状态通和断，三极管和MOS管工作有三种状态，1、截止，2、线性放大，3、饱和（基极电流继续增加而集电极电流不再增加）。

使晶体管只工作在1和3状态的电路称之为开关电路，一般以晶体管截止，集电极不吸收电流表示关；以晶体管饱和，发射极和集电极之间的电压差接近于0V时表示开。

开关电路用于数字电路时，输出电位接近0V时表示0，输出电位接近电源电压时表示1。所以数字集成电路内部的晶体管都工作在开关状态。

MOS管导通过程

导通时序可分为to~t1、t1~t2、 t2~t3 、t3~t4四个时间段，这四个时间段有不同的等效电路。

1. t0-t1：C GS1 开始充电，栅极电压还没有到达V GS（th），导电沟道没有形成，MOSFET仍处于关闭状态。

2. [t1-t2]区间, GS间电压到达Vgs（th），DS间导电沟道开始形成，MOSFET开启，DS电流增加到ID, Cgs2 迅速充电，Vgs由Vgs（th）指数增长到Va。

3. [t2-t3]区间,MOSFET的DS电压降至与Vgs相同,产生Millier效应，Cgd电容大大增加,栅极电流持续流过，由于C gd 电容急剧增大，抑制了栅极电压对Cgs 的充电,从而使得Vgs 近乎水平状态，Cgd 电容上电压增加,而DS电容上的电压继续减小。

4. [t3-t4]区间,至t3时刻,MOSFET的DS电压降至饱和导通时的电压,Millier效应影响变小，Cgd 电容变小并和Cgs 电容一起由外部驱动电压充电, Cgs 电容的电压上升,至t4时刻为止.此时C gs 电容电压已达稳态,DS间电压也达最小，MOSFET完全开启。

MOS管的特性曲线如图1所示;其中MOS管的饱和区也称为恒流区、放大区。

MOS管在可变电阻区内;Vgs一定时;Id和Vds近似为线性关系;不同Vgs值对应不同的曲线斜率;即漏极D和源极S之间的电阻值Rds受控于Vgs。

图1

MOS管导通过程中的各电压电流曲线如图2所示;其中Vgs曲线有著名(臭名昭著)的米勒平台;即Vgs在某段时间(t3-t2)内保持不变。

图2

MOS管是压控器件;MOS管在从关断到导通的过程是需要电流（电荷）的;原因是因为MOS管各极之间存在寄生电容Cgd;Cgs和Cds;如图3所示。

MOS管导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th);其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现;当MOS管完全导通后就不需要提供电流了;即压控的意思。

这三个寄生电容参数值在MOS管的规格书中一般是以Ciss;Coss和Crss形式给出;其对应关系为;Cgd=Crss;Cds=Coss-Crss;Cgs=Ciss-Crss。

图3

在MOS管的规格书上一般还有如图5所示的栅极充电曲线;其解释了为何Vgs电压会有米勒平台。

Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加;但是当Vgs增加到米勒平台电压大小Vp时;即使栅极电荷继续增加;Vgs也保持不变;因为增加的栅极电荷被用来给Cgd电容进行充电。

因此;MOS管会有对应的Qgs;Qgd和Qg电荷参数;如图6所示。

在MOS管截止时;漏极电压对Cgd充电;Cgd的电压极性是上正下负;当MOS管进入米勒平台后;大部分的栅极电荷用来对Cgd进行充电;但是极性与漏极充电相反;即下正上负;因此也可理解为对Cgd反向放电;最终使得Vgd电压由负变正;结束米勒平台进入可变电阻区。

米勒平台时间内;Vds开始下降;米勒平台的持续时间即为Vds电压从最大值下降到最小值的时间。

由此可见米勒平台时间与电容Cgd大小成正比;在通信设备行业中-48V电源的缓启动电路经常在MOS管栅漏极间并联一个较大的电容;以延长米勒平台时间来达到电压缓启动的目的。

图5

图6

MOS管损耗分析

MOS管损耗主要有开关损耗（开通损耗和关断损耗;关注参数Cgd(Crss)）、栅极驱动损耗（关注参数Qg）和导通损耗(关注参数Rds(on))等。

以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明;由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构;为了防止两个MOS管同时导通而使输入回路短路;因此两个MOS管的驱动信号会存在一个死区时间;即两个MOS管都关断。

在死区时间内;由于电感的电流不能突变;因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。

正是由于体二极管导通后;同步管Q2才被驱动导通;在忽略二极管压降的情况下;同步管Q2导通时两端电压为0;可以看作是0电压导通;同步管Q2导通后;其两端电压为0直至关断;因此也是0电压关断。

因此;同步管Q2基本没有开关损耗;这意味着对于同步管的选取;功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗;而开关损耗可以忽略不计;因此不必考虑栅极电荷Qg。

而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压;因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。

所谓开关损耗是指MOS管在开通和关断过程中;电压和电流不为0;存在功率损耗。

由前述MOS管导通过程可知;开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。

而米勒平台时间和MOS管寄生电容Crss成正比;其在MOS管的开关损耗中所占比例最大;因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOS管的开关损耗中起主导作用。

导通损耗：

Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

系数1.3主要是考虑MOS管的导通电阻会随着温度的升高而增加。

栅极驱动损耗：

PGC = n ×VCC × Qg × fSW;

n表示MOS管的个数;MOS管选型相同时;;fSW表示开关频率;

栅极驱动损耗主要是发生在电源控制芯片上;而非MOS管上;但是其大小与MOS管的参数有关。

开关损耗：

PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW;

系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性;折算成面积功率;系数就是0.5;Vin是输入电压;Io是输出电流;tr和tf是MOS管的上升时间和下降时间;

分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间;可以近似看作米勒平台的持续时间;即图3中的(t3-t2)。

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