适用于包络跟踪（ET）电源的多相三电平降压变换器设计

RF功率放大器（RFPA）需要庞大的冷却设备，众所周知，因为只要借助恒定的直流电源电压供电，它就会散发热量。所以通常冷却设备都会占据射频发射器系统的很大一部分。要提升RFPA的效率，根本原理和解决之道在于使用包络跟踪(ET)电源，因为这种电源调制器具有较高的峰-均峰值(PARP)。图1清楚地展示了一个ET功率放大器的简单功能框图。目前市场上已经有不同类型的ET电源，而且在具体类型中都有进一步的定义，如线性放大器、开关变换器、和线性辅助开关转换器。测量高达20MHz的大信号带宽通常由单相或多相降压转换器来进行跟踪，这种转换器专用于4GLTE基站。在这种应用中有一个常见的问题，即在高频下对更高直流电压的处理。本文讨论并介绍了ET两相三电平降压转换器及其各项优点。这种设计因其高开关频率而具有较低的关断开关损耗，因此适用于PARPET电源和更高带宽。本文还说明了这种转换器的工作原理和设计。

图1:ET电源

设计

图2清楚地表示了这种两相三电平降压转换器和ET应用ZVS四阶输出滤波器的功率级架构。RFPA的行为可从电阻负载RL中获知。图3和图4表明了在Vin2处对飞跨电容器两端电压的正确控制。当0<D<0.5时，每相开关节点电压在0和Vin2之间切换；当0.5<D<1时，电压在Vin2和Vin之间切换。我们可以注意到，4倍于器件开关频率的纹波频率存在于总电流IT中，最终带来开环转换器带宽的增强和滤波器尺寸的减小。

图2：两相三电平降压变换器电路图

图3：转换器在0<D<0.5时的波形图4：转换器在0.5<D<1时的波形

器件选择

该设计选择了EPC800系列eGaNFET，原因在于其具有超小尺寸、零反向恢复率和较低的开关损耗。图5和图6清楚地表明，相比传统同类设计，在高达50MHz的较高开关频率下，最大额定功率为115W的三电平设计具有更高的效率。其低侧MOSFET(LSM)包括顶部两个器件S1x和S2x，以及底部两个器件S3x和S4x。S1x和S2x将电感器L1连接到输入直流总线/电容器的正极端子（称为高侧MOSFET(HSM)）；S3x和S4x将电感器L1连接到地/飞跨电容的负极端子。在低侧器件的栅极信号中引入适当的延迟可以帮助实现LSM的ZVS导通。1在高侧器件导通时，存在一定的耗散，这是因为缺乏负导体电流来通过寄生电容器进行充电/放电。如果在设计峰-峰纹波电流时，使其承载的电流是平均电流值的两倍，则HSM的ZVS导通也可以实现。L1值的正确设置将有助于平衡相电流，而无需任何电流控制回路的帮助。结果表明，时间与充电/放电开关和电感器负峰值电流以及L1的最大值成反比关系，以实现高侧开关的ZVS以及专用于N相三电平变换器的负载电阻、开关频率和占空比。表1显示了四阶ZVS滤波器元件的负载电阻为6.6Ω。借助戴维南定理和叠加原理，简化后的两相三电平变换器电路如图7所示。

图5：传统两电平降压转换器的开关频率与效率比较

图6：三电平降压变换器的开关频率与效率对比

图7：建议的两相三电平降压转换器的等效电路

结果与分析

在PLECS仿真环境中，20MHz带宽ET信号两相三电平降压转换器的开关节点电压和电感电流如图8所示。我们可以注意到，在开关节点电压为(1)0V和15V或(2)15V和30V时出现切换，具体取决于输入包络命令值。与输入电压相比，GaNMOSFET两端的电压应力被降低和限制。在平均功率条件下，该转换器在115W时具有97.5%的峰值效率，在26W时具有94.5%的平均频率。我们可以看出，这种设计可以实现10-dBPARP和90%以上的效率。

图8：20MHz时两相三电平降压转换器的开关节点电压和电感器电流

结论与未来应用范围

本文介绍了适于更高带宽ET应用的两相三电平降压变换器设计。功率损耗模型可帮助优化转换器的设计。通过设计ZVS低通滤波器，可实现20MHzLTE包络信号的跟踪，而多相降压变换器则完成了固有相位的维护和电流平衡。对于给定的设计额定值和PARP，与两电平降压转换器相比，本文建议的两相三电平降压转换器在平均功率方面效率更高。这种两相三电平降压转换器的可扩展性也要高很多，可用于大功率ET应用。与此同时，它还可以实现更高带宽和PARP。仿真结果证明了其原理和操作。

(参考原文：Multi-Phase Three-Level Buck Converter for Envelope-Tracking Power Supply)

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责编：Amy Guan

本文为《电子工程专辑》2021年9月刊杂志文章，版权所有，禁止转载。点击申请免费杂志订阅